《第11題 雙向DC-DC變換器》由會員分享，可在線閱讀，更多相關《第11題 雙向DC-DC變換器（10頁珍藏版）》請在裝配圖網上搜索。

1、摘要 本系統基于雙向同步整流原理，主電路在拓撲結構上整合Buck和Boost兩種電路，配合MOS管驅動電路、電流檢測電路、輔助電源電路以及輸出過流保護電路，使該DC/DC變換器實現能量的雙向流通。系統由STM32F103ZET6單片機控制電流的步進可調，同時控制PWM波產生相應恒定電壓值，使用TI的MOS管CSD19535代替續(xù)流二極管，大大提高了系統效率。本系統在充電模式可達到98%的轉換效率，放電模式達到98%的轉換效率，電流檢測電路使用TI高精度檢流芯片INA282，恒定輸出的電流精度穩(wěn)定在1.5%以內，電壓精度穩(wěn)定在1%以內，同時在LCD上顯示所處狀態(tài)，符合基本要求與發(fā)揮部分的參數

2、要求。本設計創(chuàng)新點在于將電池充電過程分為三個階段，通過顯示屏實時顯示電池所處的充電狀態(tài)。 關鍵詞 DC/DC電路 同步整流 STM32 目錄 1 方案論證 1 1.1 方案描述 1 1.2 方案比較與選擇 1 1.2.1 主控器方案比較與選擇 1 1.2.2 顯示屏方案比較與選擇 2 1.2.3 電流檢測方案比較與選擇 2 1.2.4 PWM生成方式比較與選擇 2 1.2.5 驅動電路方案比較與選擇 2 2 電路與程序設計 3 2.1 雙向DC/DC主回路與器件 3 2.2 測量控制電路、控制程序 3 2.2.1 測量控制電路 3 2.2.2 控制算法 3

3、 2.2.3 主程序設計 4 3 理論分析與計算 5 3.1 主回路主要器件參數選擇及計算 5 3.1.1 MOS管驅動芯片IR2110 5 3.1.2 電流檢測芯片INA282 5 3.1.3 功率管選擇CSD19535 6 3.1.4 電感參數計算 6 3.2 控制方法與參數計算 6 3.3 提高效率的方法 7 4 測試方案與測試結果（見附件） 7 4.3 測試結果分析 7 5 結束語 8 6 參考文獻 8 1 方案論證 1.1 方案描述 本設計采用雙向同步整流電路，單片機控制輸出兩路PWM波經過IR2110驅動高端PMOS管或低端NMOS管。通過控制PW

4、M的占空比來控制兩個MOS管的導通和關斷。當高端MOS管導通時，低端斷開；同理，當低端MOS管導通時，高端MOS管斷開，從而實現同步整流，方案總體描述框圖1所示： 圖1 方案總體描述框圖 1.2 方案比較與選擇 1.2.1 主控器方案比較與選擇 方案一：采用通用的51系列單片機。核心控制部件使用89C51時，為達到設計精度的要求，外圍電路使得整個系統硬件電路變得復雜,并且傳統的51單片機沒有PCA定時器，獲得兩路PWM較復雜，使得系統的性價比偏低。 方案二：采用MSP430G2553為主控制器，帶內部基準、采樣與保持以及自動掃描功能的10位200-ksps模數轉換器，時鐘頻率為3

5、2kHz, 但引腳相對較少，無法滿足要求。 方案三：采用STM32單片機為主控制器，具有72MHz的CPU工作頻率，且自帶有3個12位模數轉換器(多達21個輸入通道)，轉換時間僅為1μs, 2通道12位D/A轉換器。含有多達112個多功能雙向的I/O口，所有I/O口可以映像到16個外部中斷。 經比較，故采用方案三，使用STM32單片機為主控制器。 1.2.2 顯示屏方案比較與選擇 方案一：采用Nokia 5110顯示屏，可以顯示15個漢字、30個字符，僅四根I/O線即可驅動，工作速度快；體積很小，質量輕；工作電壓3.3V，正常顯示時工作電流200uA以下，功耗極低；具有掉電模式，適合電

6、池供電的便攜式移動設備。 方案二：采用12864顯示屏，可顯示漢字及圖形，內置8192個中文漢字（16X16 點陣）、128個字符（8X16點陣），可與CPU直接連接，提供兩種界面來連接MCU：8-位并行及串行兩種連接方式，但12864重量較大，屏幕可顯示的容量較小。 方案三：采用TFT液晶屏，高速度、高亮度、高對比度顯示屏幕信息，是目前最好的LCD彩色顯示設備之一，其效果接近CRT顯示器，但功耗較大，成本較高。 第1頁，共8頁 從低功耗角度考慮，采用方案一作為顯示屏的方案。 1.2.3 電流檢測方案比較與選擇 方案一：采用AD620運放，將檢流電阻兩端的電壓進行隔離放大，A

7、D620可以實現1到1000的增益，增益范圍大且可通過電阻改變放大倍數。但是，由于外接電阻的精度問題，增益不能準確確定，且AD620的共模抑制比較小。 方案二：采用高精度檢流芯片INA282進行電流檢測，INA282的增益為50倍，共模抑制比比較高，只需外接20毫歐電阻便可完成測量并且非常準確。此外，INA282共模范圍為-14~80V。利用INA282實現檢流功能，電路簡單，能耗較小。 圖2 INA282檢流電路 經比較，從電路連接上以及精度方面考慮，采取方案二為電流檢測方案。 1.2.4 PWM生成方式比較與選擇 方案一：采用硬件生成方式，利用NE555產生PWM波形。因為電

8、容器C1開始放電。使得第3接腳到高電位。當第3接腳到高電位時，電容器C1開始通過R1和對二極管D2充電。當在C1的電壓到達+V的2/3時啟動接腳6，電容器C1起動通過R1和D1的放電。當在C1的電壓下跌到+V的1/3以下，因此它與0.01uF電容器相接充電和放電電阻總和是相同的，因此輸出信號的周期是恒定的，工作區(qū)間僅隨R1做變化。PWM信號的整體頻率在這電路上取決于R1和C1的數值： 方案二：采用單片機輸出方式，STM32中存在高級定時器TIM1和TIM8可以同時產生多達7路的PWM輸出，使用三個寄存器：捕獲/比較模式寄存器（TIMx_CCMR1/2）、捕獲/比較使能寄存器（TIMx_CCE

9、R）、捕獲/比較寄存器（TIMx_CCR1~4），無需外部電路且輸出精確，不產生過多功耗。 經比較，采用方案二作為PWM輸出方式。 1.2.5 驅動電路方案比較與選擇 方案一：采用三極管高側驅動PMOS，74HC573來驅動低側NMOS管。圖為PMOS管驅動電路驅動高端MOS管，R2和R3提供了PWM電壓基準，通過改變這個基準，可以讓電路工作在PWM信號波形比較陡直的位置。Q2和Q3用來提供驅動電流，由于導通的時候，Q3和Q4相對Vh和GND最低都只有一個Vce的壓降，這個壓降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。 第2頁，共8頁 最后，R1提供了對Q2和Q3的基極電流限制

10、。由于PMOS管柵極電壓為高時電壓MOS管關斷，因此，驅動電路將PWM電壓反向。NMOS管為低端MOS管，驅動低測接地即可，因此采用74HC573來驅動低測NMOS管。分立元件存在一定的誤差，外部電路復雜，增加了系統的重量及調試難度，且功耗較專用驅動芯片較大。 圖3高側分立元件驅動 圖4 低側74HC573驅動 方案二：采用集成芯片IR2110，它兼有光耦隔離（體積?。┖碗姶鸥綦x（速度快）的優(yōu)點，是中小功率變換裝置中驅動器件的首選芯片。由IR2110直接驅動高低側電路，IR2110采用HVIC和閂鎖抗干擾CMOS制造工藝，具有獨立的

11、低端和高端輸入通道。 圖5 IR2110應用電路 經比較，使用專用芯片外部結構簡單，減小系統復雜度及重量，單片機可直接輸出PWM驅動芯片，故采用方案二作為驅動電路方案。 2 電路與程序設計 2.1 雙向DC/DC主回路與器件 如圖7所示，電路中有兩個MOS管，其中Q1位PMOS，Q2為NMOS,通過控制MOS管的關斷來實現BUCK和BOOST電路。在電路為充電模式時，MOS管Q2相當于BUCK電路的續(xù)流二極管，通過控制MOS管Q1的開斷來實現BUCK電路，當Q1導通時，Q2關斷，實現充電。在電路為放電模式時，MOS管Q1相當于BOOST電路的續(xù)流二極管，通過控制MOS管Q2的開

12、斷來實現BOOST電路，當Q2導通時，Q2關斷，實現放電。 第3頁，共8頁 圖6雙向同步整流電路原理圖 兩個MOS管不會同時導通，當一個導通時，另一個一定關斷。此處在程序中設置了MOS管開斷的死區(qū)時間，要等一個MOS管完全關斷時另一個才能導通，避免了兩個全部導通時電流過大導致元件損壞。死區(qū)時間的長短會影響電路效率，死區(qū)時間越長，效率越低，MOS管的關斷時間約為250ns，這里設置死區(qū)時間為關斷時間的兩倍500ns。 上圖中電阻R1和R2用來分壓，由于單片機的AD采樣電壓，最大為3.3V，因此，需要將U2進行分壓。電阻R1和R2使用0.01歐的精密檢流電阻，根據輸出電流為2A的要求可

13、算得，輸出至單片機的電壓為2V，電壓合理。 2.2 測量控制電路、控制程序 2.2.1 測量控制電路 此電路模塊實現對降壓電路（充電電路）輸出電流的恒流控制以及對升壓電路（放電電路）輸出電壓的恒壓控制。恒流控制通過IN282檢流芯片實現，通過對精密小電阻電壓采樣送給單片機A/D，根據PID控制算法，實現對電流的恒定輸出。 恒壓控制通過電阻的分壓：由于單片機最高采樣電壓為3.3V，根據U2=30V恒定，本設計采用9:1電阻并聯至U2進行分壓，將3V電壓送給單片機。為實現并聯電阻不影響單片機的輸出電壓U2，且電路中電阻為5Ω、30Ω，故分壓電阻R1、R2分別使用90k、10k。將10k電壓

14、值送給單片機A/D，同樣采用PID算法實現電壓的恒定輸出。 2.2.2 控制算法 本設計為實現在恒流、恒壓要求下可精確控制，提高系統的精度，采用PID算法；單片機輸出PWM法控制輸出電壓。 PID算法是在過程控制中，按偏差的比例（P）、積分（I）和微分（D）進行控制的PID控制器,是應用最為廣泛的一種自動控制器。PID控制器具有提高系統穩(wěn)定性能的優(yōu)點，多提供一個負實零點，在提高系統性能方面具有更大的優(yōu)越性。 對系統進行恒流、恒壓控制時，對IN282的小電阻電壓進行采樣，輸入單片機AD，通過PID控制，調節(jié)式中參數Kp，Ti，τ的值，使電流、電壓穩(wěn)定在定值。 PWM算法可實現不同的

15、占空比，互補PWM反向，來控制高低兩側MOSFET管的通斷實現升降壓?？刂齐p路帶死區(qū)，由于MOS管不可瞬間完成開啟和關閉，需要一定時間完成，因此需要死區(qū)。 插入一段兩個都不導通的時間，防止管子無法承受。由于MOSFET管IRF540關斷時間（Turn-on delay time=60ns，Turn-off delay time=50ns）55ns，故取死區(qū)時間0.11μs。圖左為單片機輸出的兩路PWM信號，圖右為MOS管驅動輸出的兩路驅動PWM，如圖可明顯看出0.11μs的死區(qū)時間。 第4頁，共8頁 圖 7 互補帶死區(qū)PWM波形 圖8 MOS

16、FET柵源電壓波形 2.2.3 主程序設計 3 理論分析與計算 3.1 主回路主要器件參數選擇及計算 3.1.1 MOS管驅動芯片IR2110 IR2110為直接驅動高低側電路的集成芯片，懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達500V，dv/dt=±50V/ns，15V下靜態(tài)功耗僅116mW，功耗極低；輸出的電源端（腳3,即功率器件的柵極驅動電壓）電壓范圍10～20V；工作頻率高，可達500kHz；開通、關斷延遲小，分別為120ns和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。 3.1.2 電流檢測芯片INA282 采用高精度檢流芯片INA282進行電流檢測，INA282的增益為

17、50倍，共模抑制比比較高，只需外接20mΩ電阻便可完成測量并且非常準確。此外，INA282共模范圍為-14~80V。利用INA282實現檢流功能，電路簡單，能耗較小。 單片機最高可輸入信號的最大電壓為3.3V，且降壓電路輸出電流最大為2A，故采用0.02Ω電阻進行電流檢測： 第5頁，共8頁 INA282增益為50倍，故輸入單片機A/D采樣電壓： 此時最大電壓為2V，在單片機輸入信號電壓范圍之內且大小適中。讀取電阻兩側電壓并將此值送入單片機A/D，通過PID調節(jié)控制電流的穩(wěn)定輸出。 3.1.3 功率管選擇CSD19535 MOSFET的開關損耗主要是開通損

18、耗，因為MOSFET開通時漏源結電容未完全放電；而IGBT得開關損耗主要為關斷損耗，因為關斷時存在電流拖尾現象。故在低壓大電流工作場合下，如果不能實現零電流關斷，則IGBT會有較大損耗，所以IGBT開關管不適合做低壓側開關管；利用MOSFET開關管，易于實現零關斷，并且有很好的頻率特性，有利于提高變換器的開關頻率。CSD19535低的導通內阻,快速開關,低熱敏電阻。導通電阻極小，為4mΩ，VDS耐壓可達100V,連續(xù)源極電流滿足實驗要求。 3.1.4 電感參數計算 根據輸入電壓和輸出電壓確定最大占空比， =0.5 電感計算利用： 其中，VS為導通管壓降，當電流最大為2A時，電壓

19、為0.08V。 L可選用電感量為200~500μH且通過4.5A以上電流不會飽和的電感器。電感的設計包括磁芯材料、尺寸選擇及繞組匝數計算、線徑選用等。電路工作時重要的是避免電感飽和、溫升過高。磁芯和線徑的選擇對電感性能和溫升影響很大，材質好的磁芯如環(huán)形鐵粉磁芯，承受峰值電流能力較強，EMI低。而選用線徑大的導線繞制電感，能有效降低電感的溫升。 3.2 控制方法與參數計算 本設計為實現在恒流、恒壓要求下可精確控制，提高系統的精度，采用PID控制算法；單片機輸出PWM法控制輸出電壓。 PID算法是在過程控制中，按偏差的比例（P）、積分（I）和微分（D）進行控制的PID控制器（亦稱PID

20、調節(jié)器）,是應用最為廣泛的一種自動控制器。PID控制器具有提高系統穩(wěn)定性能的優(yōu)點，多提供一個負實零點，在提高系統性能方面具有更大的優(yōu)越性。I部分發(fā)生在系統頻率特性低頻段，提高系統穩(wěn)定性能；D發(fā)生在系統頻率的中頻段，改善系統動態(tài)性能。它結構簡單，軟硬件實現方便、快速，便于調節(jié)，有較好的控制效果并且對模型誤差有較好的魯棒性。 第6頁，共8頁 對系統進行恒流、恒壓控制時，對IN282的小電阻電壓進行采樣，輸入單片機AD，通過PID控制，調節(jié)式中參數Kp，Ti，τ的值，使電流、電壓穩(wěn)定在定值。 圖9 PID控制框圖 PWM算法可實現不同的占空比，互補PWM反向，來控制高低兩側MOSF

21、ET管的通斷實現升降壓。控制雙路帶死區(qū)，由于MOS管不可瞬間完成開啟和關閉，需要一定時間完成，因此需要死區(qū)。插入一段兩個都不導通的時間，防止管子無法承受。 MOSFET管IRF540關斷時間，Turn-on delay time=60ns，Turn-off delay time=50ns： 故死區(qū)時間： 0.11μs 3.3 提高效率的方法 DC/DC變換器的損耗主要為:功率開關管的損耗,輸出端整流管的損耗。 同步整流技術的關鍵則在于同步整流管的驅動控制上，不同的驅動方式對效率的影響是有很大差別的。本設計的驅動電路的選擇IR2110驅動器，可同時驅動高低端電路，減少了高低側分

22、別驅動帶來的電路復雜和功率的損耗。 傳統的二極管整流方式中，二極管正向導通壓降大，，極大影響工作效率，即使是肖特基二極管也無法滿足要求。為解決此問題，本設計采用同步整流技術，通過使用導通電阻很低的MOSFET IRF540代替二極管整流，大幅度提高工作效率。 為防止兩個整流管同時導通，兩個管子驅動信號加入一定的死區(qū)時間，在合理計算并保證安全的情況下盡量減小，同時選用大電感，使用更粗的銅線，減少磁損耗。精確計算所需電感L的值。 在進行PCB布線時，盡量使布局緊湊，走線短并且直，在PCB的關鍵部位要配置適當的高頻退耦電容，在PCB電源的輸入端應接一個10μF～100 μF的電解電容,在集成

23、電路的電源引腳附近都應接一個0.01 pF左右的瓷片電容。 4 測試方案與測試結果（見附件） 4.3 測試結果分析 由測試結果可以看出，本系統可以正常輸出并且能夠實現比要求更加高效的輸出。 第7頁，共8頁 基本要求：=30V 條件下，實現對電池恒流充電。充電電流 在1~2A 范圍內步進5mA可調，精度控制在2%以內；設定=2A，調整直流穩(wěn)壓電源輸出電壓，使 在24~36V 范圍內變化時， 的變化率在0.5%以內；設定=2A，在=30V 條件下，變換器的效率（=×100%）≥98%；充電電流I1可實時顯示，在=1~2A 范圍內精度控制在1%以內；具有過充保護功能：設定=2A，觀察閾值

24、穩(wěn)定在24V。經測試，基本要求可全部實現并且性能更優(yōu)良。 發(fā)揮要求：保持=30±0.5V，變換器效率（=×100%）≥97%；調整直流穩(wěn)壓電源輸出電壓，使 在32~38V 范圍內變化時，雙向DC-DC 電路能夠自動轉換工作模式及保持在30±0.2V；雙向DC-DC 變換器、測控電路與輔助電源三部分的總重量為196g左右。經測試，發(fā)揮部分可全部實現并且性能更優(yōu)良。 本設計的創(chuàng)新性在于可實時顯示此時電池充電狀態(tài)，分為三個狀態(tài)；采回來的電壓可以顯示電壓值。經測試，可良好實現。 5 結束語 開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源。隨著電力電子

25、技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電源技術也在不斷地創(chuàng)新，這為開關電源提供了廣闊的發(fā)展空間，開關電源的發(fā)展與應用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有重要的意義。 在本設計的制作過程中，我們充分利用平時課堂上所學的專業(yè)知識，加深對課本知識理解的同時也提高了我們的動手能力。經過四天三夜的努力，我們完成了題目中所規(guī)定了要求，同時加入了我們自己對題目的理解和創(chuàng)新，但仍有很多不足和提高的空間，今后我們將繼續(xù)努力提高自己的水平，尋求未來更高層次的發(fā)展。 6 參考文獻 [1] 李建忠. 單片機原理及應用[M]. 西安：西安電子科技大學，2002. [2] 賈立新. 電子設計與實踐[M]. 北京：清華大學出版社，2007. [3] 童詩白. 模擬電子技術基礎[M]. 北京：高等教育出版社，2003. 第8頁，共8頁 [4] 胡壽松. 自動控制原理[M]. 北京：科學出版社，2007.