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第7章數(shù)字基帶傳輸與數(shù)字調(diào)制,7.1數(shù)字基帶傳輸,7.1.1引言 7.1.2數(shù)字基帶信號的常用碼型和功率譜 7.1.3使用偽隨機(jī)序列擾碼 7.1.4無碼間干擾基帶傳輸,圖7-1所示的為基帶傳輸系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)框圖，它由信道信號形成器、傳輸信道、接收濾波器和取樣判決器幾部分組成。,7.1.1引言,圖7-1 基帶傳輸系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)框圖,7.1.2數(shù)字基帶信號的常用碼型和功率譜,確定碼型（不同表示形式的基帶信號）時必須考慮到以下幾個方面。 （1）對于傳輸頻帶低端受限的信道，傳輸信號碼型的頻譜中不應(yīng)包含直流或低頻成分。,1.碼型選擇原則,（2）應(yīng)盡量減小碼型頻譜中的高頻成分，既可節(jié)省傳輸頻帶、提高頻譜利用率，又可減少有線信道電纜內(nèi)不同線對之間的信號串?dāng)_。 （3）接收端易于從串行的基帶信號中提取位定時信息，再生出準(zhǔn)確的時鐘信號供數(shù)據(jù)判決使用。,（4）便于實(shí)時監(jiān)測傳輸系統(tǒng)中的信號傳輸質(zhì)量，能監(jiān)測出碼流中錯誤的信號狀態(tài)。 （5）信道中發(fā)生誤碼時要求所選碼型不致造成誤碼擴(kuò)散（或稱誤碼蔓延）。 （6）碼型變換過程不受信源統(tǒng)計特性（信源中各種數(shù)字信息的概率分布）的影響，即碼型變換對任何信源具有透明性。,（1）二元碼 二元碼中基帶信號的脈沖波形只有兩種幅度，即高電平（H）和低電平（L）。圖7-2所示的為兩種二元碼波形。,2.碼型分類及其特點(diǎn),圖7-2 二元碼波形示例,三元碼中，數(shù)字基帶信號的幅度取值有+1，0和-1三種電平，圖7-3（a）所示的為一個示例。,（2）三元碼（雙二進(jìn)制碼，三進(jìn)制碼）,圖7-3 三元碼波形示例,多元碼碼型具有多種電平的幅度取值，如果以m個比特組成一個字，則對應(yīng)地有2m元碼的碼型。m=2時構(gòu)成四元碼，如圖7-4所示。,（3）多元碼,圖7-4 多元碼波形示例,多元碼是以誤碼率可能增高的代價來換取頻譜利用率的提高的。,圖7-5中，（1）為基帶信號的信息碼元；（2）為位定時信號，脈寬T代表1比特的寬度，升降沿代表每比特定時的開始。 圖7-5中，（3）為單極性不歸零（NRZ）碼， 圖7-5中，（5）為單極性歸零（RZ）碼，區(qū)別在于碼元“1”的高電平持續(xù)時間τ＜T/2，其余時間返回0電平（低電平）；而碼元“0”一直處于0電平。,3.二元碼的種類和特點(diǎn),圖7-5中，（6）為單極性傳號差分（NRZ-M）碼，其特點(diǎn)是以位定時信號邊沿時刻有電平跳變表示“1”，無電平跳變表示“0”。圖中（7）為單極性空號差分（NRZ-S）碼，其特點(diǎn)是以位定時信號邊沿時刻有電平跳變表示“0”，無跳變表示“1”。,圖7-5 幾種常用的二元碼波形圖,圖7-5中，（8）為雙相碼（也稱曼徹斯特碼或調(diào)頻碼），其特點(diǎn)是無論碼元“1”或“0”，每一碼元比特的邊緣都有電平跳變。,圖7-5中，（9）為密勒碼（Miller,M），它是雙相碼的一種變型，“1”用碼元周期中央出現(xiàn)跳變（而其前后沿不出現(xiàn)跳變）來表示；對碼元“0”則有兩種處理情況，單個“0”時碼元周期內(nèi)不出現(xiàn)跳變，連“0”時在相鄰的“0”交界處出現(xiàn)跳變。,密勒碼的特點(diǎn)在于，不但無直流成分和保留有定時信息，而且基帶上限頻率明顯降低，僅為雙相碼的一半；它的最大脈沖寬度為兩個碼元周期，這不但使功率譜相對集中，而且利用該特點(diǎn)可以檢測傳輸誤碼。,圖7-5中，（10）為密勒平方碼（M2），它是密勒碼的變型，其區(qū)別在于無論“1”還是“0”，當(dāng)連續(xù)出現(xiàn)的相同碼元超過2時省去最后一個比特上的電平跳變，即對于“1”省去其中央電平跳變，對于“0”省去其最后一個碼元“0”的前沿跳變。,圖7-6所示的為幾種二元碼的功率譜密度曲線。,4.二元碼的功率譜,圖7-6幾種二元碼的功率譜,上述各種碼型可從基本的NRZ碼轉(zhuǎn)換產(chǎn)生，并可以從一種碼型轉(zhuǎn)換成另一種碼型。,5.碼型轉(zhuǎn)換,m序列是最常用的一種偽隨機(jī)二進(jìn)制序列，它是最長線性反饋移存器序列的簡稱，是帶線性反饋的移存器所產(chǎn)生的周期最長的序列。圖7-8示出一個4級反饋移存器m序列發(fā)生器電路，圖中的線性所饋?zhàn)駨南率降倪f歸關(guān)系式,7.1.3使用偽隨機(jī)序列擾碼,圖7-8 4級移存器m序列發(fā)生器電路,m序列具有下列特定的性質(zhì)。 （1）均衡性 （2）游程分布 （3）移位相加（mod2）特性 （4）偽噪聲特性,2. m序列的性質(zhì),數(shù)據(jù)加擾原理是以m序列為基礎(chǔ)的，一般的加擾電路構(gòu)成如圖7-10所示。,3.數(shù)據(jù)序列的加擾和解擾,圖7-10 加擾電路的一般形式,解擾電路的一般形式如圖7-11所示，它的輸入序列是｛bk｝，m序列發(fā)生器與編碼端的完全一樣，輸出序列為｛ck｝ 。,圖7-11 解擾電路的一般形式,加解擾的優(yōu)點(diǎn)在于，對于會包含有連“1”、連“0”的數(shù)據(jù)序列，經(jīng)過PRBS產(chǎn)生的m序列進(jìn)行模2和后，將變?yōu)閭坞S機(jī)型的數(shù)據(jù)序列，從而使其功率譜較適合于傳輸信道的特性，并且接收端容易從數(shù)據(jù)流中提取出時鐘信號。,4.加解擾的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn),至于缺點(diǎn)，一是加擾碼傳輸中發(fā)生單個誤碼時會影響到接收端相繼的n個碼元的正確解擾，造成誤碼蔓延（或稱誤碼增值）；二是如果輸入的數(shù)據(jù)序列很特殊，與m序列作模2和時可能正好形成不良的包含長“1”長“0”的加擾序列，當(dāng)然這種概率非常小。 由于優(yōu)點(diǎn)勝過缺點(diǎn)，所以在實(shí)際的數(shù)字信號基帶傳輸中普遍地對串行數(shù)據(jù)流施加了加擾處理。,采用15級移存器的PRBS對數(shù)據(jù)序列作模2和，電路如圖7-12所示。,5.實(shí)用的加擾電路,圖7-12 15級移存器的PRBS加擾電路,1.基帶傳輸系統(tǒng)的基本特點(diǎn),7.1.4無碼間干擾基帶傳輸,圖7-13 基帶傳輸系統(tǒng)典型方框圖,這里，要討論的就是關(guān)于碼間干擾及其消除問題。至于隨機(jī)噪聲和時基抖動的影響，屬于另外的討論范圍。當(dāng)然，應(yīng)做到隨機(jī)噪聲盡量小，再生時鐘盡量穩(wěn)定和準(zhǔn)確。,2.無碼間干擾的基帶傳輸特性,發(fā)送濾波、傳輸信道和接收濾波的復(fù)頻率特性分別為G(ω)，C(ω)和R(ω)，因此，整個系統(tǒng)的傳輸特性H(ω)為 H(ω)=G(ω)C(ω)R(ω),經(jīng)過傳輸信道和接收濾波后，輸出信號r(t)有下列的波形序列 式中，h(t)為H(ω)的沖激響應(yīng)，,r(t)饋入取樣判決電路，由該電路確定an的取值，恢復(fù)出接收的信號序列s’(t)。理想上，無誤碼時s’(t)應(yīng)等于發(fā)送序列s(t)。,現(xiàn)在來討論，對于沖激響應(yīng)為h(t)的H(ω)=G(ω)C(ω)R(ω)，什么樣的H(ω)可使r(t)信號成為無碼間干擾的輸出波形。所謂無碼間干擾，即是對在每一時刻kT上對h(t)進(jìn)行取樣時，應(yīng)存在下列關(guān)系式 就是說，除了k=0能得到取樣值h（t）=1外，在其他取樣點(diǎn)上h（t）均為0。,無碼間干擾時的基帶傳輸特性應(yīng)滿足下式,凡是能滿足式（7-15）的基帶傳輸系統(tǒng)均可消除碼間串?dāng)_，這個準(zhǔn)則稱為奈奎斯特第一準(zhǔn)則。其物理意義在于，將傳輸函數(shù)H（ω）沿ω軸以2π/T為間隔（n=0,1,2…）切開，然后分段平移到（-π/T，π/T）區(qū)間內(nèi)進(jìn)行相加，結(jié)果形成一條水平直線，（也即是常數(shù)值）。這時式（7-14）成立，實(shí)現(xiàn)了無碼間干擾傳輸。,（1）理想低通型 圖7-15所示的為實(shí)際的、無負(fù)頻率的理想低通特性及其沖激響應(yīng)h(t)的波形。,3.無碼間干擾傳輸?shù)膶?shí)現(xiàn)方法,圖7-15 理想低通及其沖激響應(yīng),圖7-16中，α=0的傳輸函數(shù)H(ω)就是理想低通特性的情況，其h(t)有較大的衰減振蕩拖尾。當(dāng)0＜α≤1時，余弦滾降特點(diǎn)H（ω）可表示成下式,（2）升余弦滾降特性,相應(yīng)的沖激響應(yīng)h(t)為,圖7-16 升余弦滾降特性及其沖激響應(yīng)曲線,（1）DVB-S系統(tǒng)中的發(fā)送濾波 （2）DVB-C系統(tǒng)中的發(fā)送濾波,4.無碼間干擾傳輸?shù)膮?shù)實(shí)例,（1）理想低通型 圖7-15所示的為實(shí)際的、無負(fù)頻率的理想低通特性及其沖激響應(yīng)h(t)的波形。,3.無碼間干擾傳輸?shù)膶?shí)現(xiàn)方法,7.2.1概述 7.2.22ASK和MASK 7.2.32PSK和2DPSK 7.2.4QPSK和DQPSK 7.2.5MPSK和MQAM調(diào)制 7.2.6Offset-QAM調(diào)制（OQAM調(diào)制） 7.2.7MVSB調(diào)制 7.2.8COFDM調(diào)制,7.2數(shù)字調(diào)制,數(shù)字調(diào)制是由數(shù)據(jù)流對高頻載波進(jìn)行調(diào)制，對于正弦高頻載波，也有調(diào)幅、調(diào)頻和調(diào)相三種基本調(diào)制方式，并可以派生出多種其他調(diào)制方式，但數(shù)據(jù)流調(diào)制中不再以高頻脈沖作為載波使用。,7.2.1概述,數(shù)字調(diào)制信號也稱為鍵控信號，可使高頻載波受到幅度鍵控（ASK）、頻移鍵控（FSK）或相移鍵控（PSK）。這三種調(diào)制方式即對應(yīng)于模擬調(diào)制中的調(diào)幅、調(diào)頻和調(diào)相。圖7-17所示的為ASK，F(xiàn)SK和PSK的簡單例子。,圖7-17數(shù)字調(diào)制的三種鍵控方式,調(diào)制信號是二進(jìn)制的數(shù)字值。另一方面，為了提高高頻載波的調(diào)制效率，也常采用多進(jìn)制信號進(jìn)行高頻調(diào)制，使一定的已調(diào)波高頻帶寬內(nèi)能包含更高的碼率。高頻載波的調(diào)制效率可以用每赫（Hz）已調(diào)波帶寬內(nèi)可傳輸?shù)拇a率（bit/s）來標(biāo)記，故單位為bit/s/Hz。,圖7-18 ASK和FSK信號接收系統(tǒng)方框圖,圖7-18所示的為ASK和FSK二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制信號的接收系統(tǒng)框圖。,與ASK和FSK不同，PSK屬于相干性數(shù)字調(diào)制，接收機(jī)中要借助一個本機(jī)振蕩電路和一個鑒相器與接收載波的基準(zhǔn)相位進(jìn)行鎖相，產(chǎn)生出穩(wěn)定的、正確相位的參考載波實(shí)現(xiàn)對已調(diào)波的解調(diào)。,1. 2ASK,7.2.22ASK和MASK,通常，2ASK有兩種調(diào)制方法，如圖7-19所示。,圖7-19 2ASK的兩種調(diào)制方法,MASK表示多電平（M個電平）的ASK，比如將串行數(shù)據(jù)流經(jīng)并行變換后形成k路的并行比特數(shù)據(jù)流，再進(jìn)行D/A轉(zhuǎn)換和ASK，則成為2k=M電平的ASK。K=2時為4ASK，如圖7-20所示。,2.MASK,圖7-20 4ASK調(diào)制的框圖和波形,1. 2PSK（BPSK）調(diào)制 2PSK是二進(jìn)制相移鍵控，也可記作BPSK，由二進(jìn)制數(shù)據(jù)+1和-1對載波進(jìn)行相位調(diào)制。2PSK可以表示成下式,7.2.3 2PSK和2DPSK,式中，g(t)是持續(xù)時間為Ts的矩形脈沖，an的取值服從下列關(guān)系式 這里，當(dāng)數(shù)據(jù)為0時an=+1，當(dāng)數(shù)據(jù)為1時an=-1。于是有,已調(diào)相波通常采用星座圖來表示調(diào)制結(jié)果，2PSK的一種星座圖如圖7-21中的兩個“”點(diǎn)所示，但也可以是兩個“”點(diǎn)的星座圖e0(t)=sinωct。,圖7-21 2PSK調(diào)制的星座圖,2DPSK是利用前后相鄰比特碼元已調(diào)波的相對相位值來表示調(diào)制信號的數(shù)字信息的。,2. 2DPSK（BDPSK或DBPSK）,圖7-22所示的為2PSK和2DPSK的調(diào)制電路方框圖，其中，圖7-22（a）是產(chǎn)生2PSK信號的鍵控法電路方框圖，圖7-22（c）是產(chǎn)生2DPSK信號的鍵控方框圖，圖7-22（b）是產(chǎn)生2DPSK信號的模擬調(diào)制方框圖。,圖7-22 2PSK和2DPSK調(diào)制電路方框圖,2PSK信號的解調(diào)必須采用相干解調(diào)方法，接收端所需的與發(fā)送端基準(zhǔn)載波同頻同相的參考載波的獲得是個關(guān)鍵問題。 圖7-23所示的為2PSK的一種解調(diào)電路，其中，圖7-23（a）為總體框圖，圖7-23（b）為圖7-23（a）中的參考載波恢復(fù)電路細(xì)節(jié)，VCO為壓控振蕩器。,3. 2PSK解調(diào),圖7-23 2PSK解調(diào)電路方框圖,差分譯碼的邏輯電路框圖如圖7-24（b）所示。,4. 2DPSK解調(diào),圖7-24 2DPSK相位比較法解調(diào)電路,圖7-24（b）中，ak為譯碼器得到的NRZ原碼（絕對碼），bk為差分碼（相對碼），bk-1為延時一位的bk序列。 圖7-23（a）和圖7-24（a）的解調(diào)原理屬于極性比較法解調(diào)，由參考載波對已調(diào)相波進(jìn)行極性比較，得出已調(diào)相波的解調(diào)數(shù)據(jù)。 2DPSK信號的另一種解調(diào)方法是差分相干解調(diào)，其方框圖如圖7-25所示。,圖7-25 差分相干解調(diào)電路,1. QPSK（4PSK）調(diào)制 在相移鍵控（PSK）調(diào)制中，最常用的是四相相移鍵控（4PSK或QPSK）和差分四相相移鍵控（4DPSK或DPSK）方式。本小節(jié)中介紹QPSK調(diào)制器的構(gòu)成。如圖7-26所示。 它可以看成是兩個2PSK綜合構(gòu)成的。 QPSK調(diào)制器實(shí)際上由正交平衡調(diào)制器組成。,7.2.4QPSK和DQPSK,圖7-26 QPSK調(diào)制器電路框圖,據(jù)此，a、b碼元的調(diào)制波組合可形成表7-3中4種絕對相位的QPSK信號，并能用圖7-27所示的已調(diào)相波星座圖表示，參見圖7-27中的四個“”點(diǎn)。,圖7-27QPSK調(diào)制的星座圖,表7-3 雙碼元與載波相位,關(guān)于QPSK信號的解調(diào)，由于QPSK信號可看成是兩個正交2PSK信號的合成，所以可采用2PSK信號的解調(diào)方法進(jìn)行解調(diào)，即由兩個2PSK相干解調(diào)器構(gòu)成解調(diào)電路，其組成方框圖如圖7-28所示。,2. QPSK信號解調(diào),圖7-28 QPSK解調(diào)電路方框圖,現(xiàn)在，再討論DQPSK信號的產(chǎn)生。DQPSK與QPSK相比較，是以前后符號間調(diào)相波的相位差來反映當(dāng)前調(diào)制符號的數(shù)據(jù)的。所以，其調(diào)制電路中在串/并變換之后要經(jīng)過差分編碼處理，而后再進(jìn)行QPSK調(diào)制，具體方框圖如圖7-29所示。,3. DQPSK調(diào)制,圖7-29 DQPSK調(diào)制器電路方框圖,雙比特差分編碼的方法有兩種，一種是自然碼編碼，另一種是反射碼（格雷碼）編碼。,DQPSK信號的解調(diào)方法與2DPSK信號解調(diào)方法類似，也有極性比較法和相位比較法兩種方式。由于DQPSK信號可以看作由兩路2DPSK信號組合構(gòu)成，因此解調(diào)時也能按兩路2DPSK信號進(jìn)行分別的解調(diào)。圖7-30（a）和（b）所示的分別是上述兩種解調(diào)方法的電路框圖，圖7-30（a）為極性比較法解調(diào)電路，圖7-30（b）為相位比較法解調(diào)電路。,4.DQPSK解調(diào),圖7-30 DQPSK信號的解調(diào)電路方框圖,差分譯碼器的作用與發(fā)送端的差分編碼器相反，它將相對碼c，d轉(zhuǎn)換成絕對碼a，b。,四相調(diào)制（QPSK和DQPSK）與二相調(diào)制（2PSK和2DPSK）相比較，四相信號是以兩個比特組成一個符號，在相同的已調(diào)相波頻帶下，其信息速率比二相信號高一倍。因此，四相調(diào)制比二相調(diào)制的高頻調(diào)制效率（bit/s/Hz）高一倍。在電話通信和衛(wèi)星電視廣播等適于應(yīng)用PSK調(diào)制的傳輸信道中，一般都采用四相移相調(diào)制。,5.四相調(diào)制與二相調(diào)制的比較,另一方面，在抗干擾能力上，由于四相移相調(diào)制的已調(diào)波相位間隔為90，小于二相移相調(diào)制的相位間隔180，因此其抗相位噪聲的能力低于二相移相調(diào)制。因此，一些通信系統(tǒng)中在視、音頻數(shù)據(jù)信息采用四相移相調(diào)制的同時，對于數(shù)據(jù)流正確接收十分重要的同步信息采用了二相移相鍵控調(diào)制方式。,1. MPSK（多進(jìn)制相移鍵控）調(diào)制 前面介紹過MASK（多進(jìn)制幅度鍵控），即以多種符號電平（1、3、5…）對sinωct或cosωct載波進(jìn)行幅度調(diào)制，這時的星座圖是在水平軸（I軸，載波為sinωct時）或垂直軸（Q軸，載波為cosωct時）上呈線狀分布的若干個（M個）矢量端點(diǎn)。,7.2.5MPSK和MQAM調(diào)制,而在四相移相鍵控調(diào)制時，如圖7-31所示，其已調(diào)載波的星座圖是均勻分布在同一圓周上的4個點(diǎn)。容易想象到，可以進(jìn)一步采用MPSK（多進(jìn)制相移鍵控）調(diào)制。,圖7-31 8PSK調(diào)制電路框圖和星座圖,為了進(jìn)一步提高頻譜利用率，可以采用16PSK調(diào)制。其星座圖如圖7-32（a）所示。,圖7-32 16PSK和16QAM調(diào)制星座圖,MQAM信號的已調(diào)載波矢量可充分利用整個調(diào)制平面，在相同的平均載波功率下對于相同的M值可使MQAM的抗干擾能力強(qiáng)于MASK和MPSK。圖7-32（b）所示為16QAM信號的星座圖，并假設(shè)圓周半徑r與圖7-32（a）的相同，故兩者有相同的峰值功率。,2. MQAM,圖7-33 16QAM調(diào)制器電路框圖,16QAM調(diào)制電路的方框圖如圖7-33所示，輸入的串行數(shù)據(jù)流經(jīng)過串/并變換器分成兩路雙比特流b1b2和b3b4，它們分別由數(shù)/模變換器把4種數(shù)據(jù)組合（00，01，11，10）變換成4種模擬信號電平（+3，+1，-1，-3）上、下支路的模擬輸出分別調(diào)制載波信號sinωct和cosωct，然后通過加法器使兩個已調(diào)波相加，得到合成的調(diào)相波信號16QAM輸出。,根據(jù)上面的取值規(guī)定，可得出表7-6所示的b1b2，b3b4值與圖7-32（b）中I軸（同相軸）值、Q軸（正交軸）值間的關(guān)系。,表7-6 b1b2，b3b4值與I，Q值的關(guān)系,按表7-6，可進(jìn)一步畫出16QAM星座圖中星座點(diǎn)與b1b2b3b4四比特數(shù)據(jù)之間的關(guān)系，如圖7-34所示。 MQAM調(diào)制方式中除了常用的16QAM外，還有4QAM，32QAM，64QAM，128QAM和256QAM等。其中，4QAM實(shí)際與4PSK是等效的，星座圖上都是4個星座點(diǎn)。全部可能的MQAM（M=4，16，32，64，128，256）的星座圖綜合如圖7-35所示。,圖7-34 16QAM星座點(diǎn)與碼元的關(guān)系,圖7-35 MQAM調(diào)制的各種星座圖,從圖7-32（a）和(b)所示的星座圖看，16PSK與16QAM的載波調(diào)制矢量都有16個端點(diǎn)，因而也有相同的高頻載波帶寬效率（bit/s/Hz），但在抗干擾能力上是有差別的。dMPSK為 dMPSK=2sin(180/M),3. MQAM與MPSK的比較,而對于MQAM，若M=2k中k為偶數(shù)，則其相應(yīng)的最小距離dMQAM為 式中，M=L2，L為星座圖上星座點(diǎn)在水平軸和垂直軸上的投影點(diǎn)數(shù)目。,圖7-36的右半部分所示的是MQAM信號解調(diào)器的方框圖，其電路處理是調(diào)制器的逆過程，由恢復(fù)的參考載波對已調(diào)波進(jìn)行同步解調(diào)，解調(diào)的信號經(jīng)低通濾波后受到L-1種電平的閾值判決，得到兩路碼率為Rb/2的二進(jìn)制序列，再通過并/串變換器形成一路碼率為Rb的二進(jìn)制序列。,圖7-36 MQAM的調(diào)制器和解調(diào)器框圖,7.2.6Offset-QAM調(diào)制（OQAM調(diào)制）,OQAM調(diào)制原理可克服QAM調(diào)制的上述缺點(diǎn)，它先將I，Q兩路數(shù)字信號通過偏置取樣合成一路信號，再經(jīng)由濾波器（例如升余弦平方根滾降RRC濾波器）變換為模擬基帶信號并實(shí)施中頻調(diào)制，將中頻QAM信號傳輸至高頻信道上。,這種I，Q信號的數(shù)字合成其后面只用一個低通濾波器，可消除兩個低通濾波器特性不一致的問題；另外，對I，Q信號作偏置取樣與合成時兩路信號的取樣時鐘來自同一源，相位精度高，沒有正交偏差問題。 偏置取樣使I，Q信號合成一路數(shù)字信號的方框圖如圖7-37（a）所示，I，Q樣本的輸出序列如圖7-37（b）所示。,圖7-37I，Q信號的偏置取樣和合成,圖7-37（a）中，開關(guān)K1和K2分別選通輸入數(shù)據(jù)中的I，Q信號，由K1選通I的奇樣本、K2選通Q的偶樣本（參見圖7-37（b））。并且，I和Q樣本交替地變換正負(fù)號。所以，輸入升余弦平方根滾降濾波器即正交樣本序列為 I1，Q2，-I3，-Q4，I5，Q6，-I7，-Q8，…,從頻域-時域的信號變換看，I1，-I3，I5，-I7，…將變換成I（t）sinωct；Q2，-Q4，Q6，-Q8，…將變換成Q（t）cosωct。參見圖7-38。因此，從時域看，式（7-36）的信號對應(yīng)于圖7-38中兩個波形的合成，而這正是MQAM的信號表示式 u(t)=I(t)sinωct+Q(t)cosωct （7-37） 也就是，式（7-36）實(shí)現(xiàn)了MQAM的全數(shù)字調(diào)制。,圖7-38 OQAM中信號的頻域-時域關(guān)系,1. MVSB調(diào)制原理 一般地，調(diào)制框圖如圖7-39所示。,7.2.7MVSB調(diào)制,圖7-39 MASK調(diào)制器原理方框圖,輸入數(shù)據(jù)的碼率為Rbbit/s時經(jīng)串/并變換成k路數(shù)據(jù)后，每路數(shù)據(jù)的碼率為Rb/k bit/s，再由數(shù)/模變換器變換成2k=M電平的數(shù)據(jù)，與載波cosωct相乘而形成MASK已調(diào)波。,在傳送信號中尚需再傳送一個低電平的、被抑制的基準(zhǔn)載波信息，它稱為導(dǎo)頻信號。這時，具體可將傳送的上邊帶向下側(cè)展寬一些，使包含進(jìn)載波分量，就像目前的模擬電視信號廣播中應(yīng)用的殘留邊帶調(diào)制（VSB）方式一樣。因此，此種MASK調(diào)制傳輸方式在數(shù)字電視的應(yīng)用中稱為MVSB調(diào)制。,在高斯白噪聲下，它們也具有相同的誤碼率特性，如圖7-40所示。圖7-40VSB和QAM調(diào)制的誤碼性能因此，從頻譜利用率和抗干擾能力上看，X—VSB與X2—QAM特性相當(dāng)。,2. MVSB和MQAM的比較,在電路構(gòu)成上，兩者是有差別的，VSB比QAM簡單些，硬件復(fù)雜度低。另外，VSB中依靠導(dǎo)頻信號使接收端恢復(fù)出參考載波，雖然保證了載波的恢復(fù)，但一定程度上消耗了一部分?jǐn)?shù)據(jù)信號功率，導(dǎo)頻信號能量太小時則容易受噪聲的干擾。在QAM調(diào)制信號傳送中，沒有導(dǎo)頻信號，可最大限度地利用高頻功率，并且這種方式在通信系統(tǒng)中早已得到應(yīng)用，技術(shù)比較成熟。,2. COFDM調(diào)制的基本原理 為了解決高速率數(shù)據(jù)在通過開路通道傳輸時因多徑效應(yīng)引入的碼間干擾問題，采取的一種方法是在規(guī)定的高頻帶寬B內(nèi)均勻安排以N=2r個子載波，同時將高碼率的串行數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并變換器分路成N個并行支路，使支路的碼率相應(yīng)地大為降低，然后由N路符號（每符號由2，4或6比特組成）分別對N個子載波進(jìn)行調(diào)制（4PSK，16QAM或64QAM），再將各路已調(diào)波混合，便可得到總帶寬為B、頻分復(fù)用的FDM信號。,7.2.8COFDM調(diào)制,正交指各個載波的信號頻譜是正交的，即各個載波的頻譜間雖有重疊部分，但解調(diào)時利用正交性可正確解調(diào)每個載波的調(diào)制符號，因?yàn)槠渌d波的頻譜值正對應(yīng)于函數(shù)（sinx）/x中的零點(diǎn)。,圖7-41中，輸入數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并和D/A（數(shù)/模）變換后，Ij和Qj數(shù)值為1，3或5，調(diào)制正交載波后得到相應(yīng)的星座圖。各路已調(diào)波經(jīng)相加后復(fù)用成最終的OFDM信號輸出。 接收端對此OFDM信號的解調(diào)是調(diào)制的逆過程，解調(diào)器的原理框圖如圖7-42所示。,圖7-41OFDM調(diào)制器原理方框圖,圖7-42OFDM信號解調(diào)器原理方框圖,按照上述的OFDM調(diào)制解調(diào)原理和圖7-41和圖7-42所示的框圖，在發(fā)送端和接收端都需要有N個等級差頻率的振蕩器，而N值可能是兩千多甚至八千多，顯然難以實(shí)際做到。因此，實(shí)現(xiàn)OFDM調(diào)制和解調(diào)需通過數(shù)學(xué)運(yùn)算的幫助，具體是利用了IDFT（離散傅立葉反變換）和DFT（離散傅立葉變換），而實(shí)際應(yīng)用了IFFT（快速離散傅立葉反變換）和FFT（快速離散傅立葉變換）運(yùn)算，并由專用的集成塊芯片來完成運(yùn)算，給出所需的結(jié)果。,3.具體實(shí)施方法,由于對每個載波進(jìn)行正交調(diào)制，得到的每個已調(diào)波矢量具有該載波獨(dú)具的幅度和相位，它們可表示成下式 式中，sk(t)為用復(fù)數(shù)表示的載頻ωk的已調(diào)波函數(shù)，Ak(t)為已調(diào)波的幅度， k(t)為已調(diào)波的相位。實(shí)際傳輸?shù)男盘柺莝k(t)的實(shí)數(shù)部分，其Ak(t)和Φk(t)是隨逐個調(diào)制符號變化的。,由于OFDM信號有N個調(diào)制符號（I+jQ）和N個載波ω，所以它們形成的相應(yīng)復(fù)信號為 式中，ωk=ω0+kΔω0?？紤]到一個符號周期Ts上信號是一個定值，有Ak(t)→Ak，k(t)→Φk。串行數(shù)據(jù)流并行分散到N個子載波上后，每個符號的傳輸時間Ts是串行數(shù)據(jù)流中符號傳輸時間ΔT的N倍，也即Ts=NΔT。,對時間上連續(xù)的s(t)進(jìn)行間隔為ΔT的取樣，在一個符號周期Ts內(nèi)取N個樣值，則第n個樣值可表示成,為了簡化式（7-44），令ω0=0，即ωk=kΔω，它不影響該公式的通用性，于是 式中，AkejΦk表明了頻域內(nèi)kΔω頻率分量的幅度和相位。,式（7-45）實(shí)際上是一個離散傅立葉反變換公式。因?yàn)椋=1/Ts=1/(NΔT)，所以kΔωnΔT=k2πΔfnΔT=(2πkn)/N。 AkejΦk定義了離散的頻域信號，標(biāo)記成AkejΦk=S(k)。再將式（7-45）左邊寫成s(n)，式（7-45）成為,式（7-46）正是離散傅立葉反變換的一般表示式，已知等式右邊的頻域函數(shù)就可以計算出左邊的時域函數(shù)。兩端是復(fù)數(shù)值之間的運(yùn)算，運(yùn)算量極大，可以使用快速離散傅立葉反變換（IFFT）來實(shí)現(xiàn)，具體使用高速處理芯片。,接收端對接收到的OFDM信號的解調(diào)是發(fā)送端的逆過程，其中關(guān)鍵部分是IFFT的反運(yùn)算也是FFT（快速離散傅立葉變換）。FFT是將不同載頻的已調(diào)波組合成的OFDM信號變換為其各個已調(diào)波分量，數(shù)學(xué)表示式為,從各已調(diào)波中得到相應(yīng)的Ak，Φk數(shù)據(jù)，由此恢復(fù)出有關(guān)的Ik，Qk數(shù)據(jù)，經(jīng)閾值判決而獲得相應(yīng)數(shù)值1，3或5后，便譯碼出圖7-44中所示的每路x比特的1，0組合值，最后經(jīng)并/串變換后成為原來的基帶信號數(shù)據(jù)流。 為了幫助理解OFDM信號構(gòu)成成分的波形例子，圖7-44所示的為OFDM復(fù)信號構(gòu)成的一個示例。,圖7-44 OFDM信號的構(gòu)成示例,