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正弦信號(hào)產(chǎn)生電路原理 正弦波發(fā)生電路能產(chǎn)生正弦波輸出 它是在放大電路的基礎(chǔ)上加上正反饋而形成的 它是各類波形發(fā)生器和信號(hào)源的核心電路 正弦波發(fā)生電路也稱為正弦波振蕩電路或正弦波振蕩器 正弦波振蕩電路的振蕩條件 RC正弦波振蕩電路 LC正弦波振蕩電路 石英晶體振蕩電路 1 正弦波振蕩電路的振蕩條件 正弦波振蕩電路就是一個(gè)沒(méi)有輸入信號(hào)的帶選頻網(wǎng)絡(luò)的正反饋放大電路 振蕩條件 幅度平衡條件 相位平衡條件 n 0 1 2 動(dòng)畫(huà) 2 振蕩電路的振蕩頻率f0 振蕩頻率f0由相位平衡條件決定 選頻網(wǎng)絡(luò)可設(shè)在中或中 選頻網(wǎng)絡(luò)由RC元件或LC元件組成 正弦波振蕩電路只在一個(gè)頻率下 f0 滿足相位平衡條件 3 RC正弦波振蕩電路 電路原理 1 電路的構(gòu)成 RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)是正反饋網(wǎng)絡(luò) Rf和R1為負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò) RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)與Rf R1負(fù)反饋支路正好構(gòu)成一個(gè)橋路 稱為橋式 4 2 RC串并聯(lián)選頻網(wǎng)絡(luò)的選頻特性 5 反饋系數(shù) 0 1 RC 或f f0 1 2 RC FVmax 1 3 RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的頻率特性曲線 當(dāng)f f0時(shí)的反饋系數(shù)與頻率f0無(wú)關(guān) 此時(shí)的相角 f 0 即改變頻率不會(huì)影響反饋系數(shù)和相角 在調(diào)節(jié)諧振頻率的過(guò)程中 不會(huì)停振 也不會(huì)使輸出幅度改變 當(dāng)C1 C2 R1 R2時(shí) 6 3 振蕩的建立與穩(wěn)定 為滿足振蕩的幅度條件 1 所以Af 3 加入Rf R1支路 構(gòu)成串聯(lián)電壓負(fù)反饋 當(dāng)電路達(dá)到穩(wěn)定平衡狀態(tài)時(shí) 7 4 電路的穩(wěn)幅過(guò)程 振蕩電路的穩(wěn)幅作用是靠熱敏電阻R1實(shí)現(xiàn)的 R1是正溫度系數(shù)熱敏電阻 當(dāng)輸出電壓升高 R1上所加的電壓升高 即溫度升高 R1的阻值增加 負(fù)反饋增強(qiáng) 輸出幅度下降 反之輸出幅度增加 若熱敏電阻是負(fù)溫度系數(shù) 應(yīng)放置在Rf的位置 8 例1 試分析D1 D2自動(dòng)穩(wěn)幅原理 估算輸出電壓V0m VD 0 6V 試畫(huà)出若R2短路時(shí) 輸出電壓V0的波形 試畫(huà)出若R2開(kāi)路時(shí) 輸出電壓V0的波形 解 穩(wěn)幅原理 當(dāng)v0幅值很小時(shí) D1 D2接近開(kāi)路 R 3 2 7K 當(dāng)v0幅值較大時(shí) D1或D2導(dǎo)通 R 3減小 AV下降 V0幅值趨與穩(wěn)定 9 估算輸出電壓V0m VD 0 6V 10 若R2短路時(shí) 4 若R2開(kāi)路時(shí) 輸出電壓V0的波形 AV 3 電路停振 輸出電壓V0的波形為 11 運(yùn)算放大器的基本應(yīng)用 I 正弦波發(fā)生器制作 12 集成運(yùn)放的外引線排列 LM324 uA741引腳及符號(hào) 圖12 5 13 正弦波發(fā)生器電路圖 圖3 2 1RC橋式正弦波振蕩器 14 方波輸出 正弦波輸出 正弦波輸入 運(yùn)算放大器的基本應(yīng)用 II 信號(hào)放大 轉(zhuǎn)換制作 15 正弦波發(fā)生器調(diào)試1 按圖焊接好電路 用萬(wàn)用表仔細(xì)檢查電路安裝的正確性 2 接通 5V電源 調(diào)節(jié)電位器RW 用示波器觀察到一個(gè)不失真的正弦波 用交流毫伏表測(cè)量正弦波大小 3 用示波器或頻率計(jì)測(cè)量振蕩頻率fO 并與理論值進(jìn)行比較 4 若要得到一個(gè)輸出幅值可調(diào)的正弦波信號(hào) 如何解決 在輸出正弦波信號(hào)加入直流偏移量 如何解決 5 注意 集成運(yùn)算放大器電源端要加入濾波電容 16 正弦波發(fā)生器所用元件1 14腳IC座 集成運(yùn)算放大器LM324 2 10k電位器 3 電阻若干 4 二極管1N4148 5 電容若干 17 電壓比較器及弛張振蕩器 1電壓比較器一 電壓比較器的基本特性電壓比較器的功能是比較兩個(gè)輸入電壓的大小 據(jù)此決定輸出是高電平還是低電平 高電平相當(dāng)于數(shù)字電路中的邏輯 1 低電平相當(dāng)于邏輯 0 比較器輸出只有兩個(gè)狀態(tài) 不論是 1 或是 0 比較器都工作在非線性狀態(tài) 所以 虛短路 概念不能隨便應(yīng)用 18 圖給出了電壓比較器的符號(hào)及傳輸特性 其反相輸入端加信號(hào)ui 同相輸入端加參考電壓 ur 比較器一般是開(kāi)環(huán)工作 其增益很大 所以 當(dāng)ui ur時(shí) 輸出為 高 反之 當(dāng)ui ur時(shí) 輸出為 低 而當(dāng)ui接近ur時(shí) 輸出電平發(fā)生轉(zhuǎn)換 此刻同相端和反相端可看成 虛短路 其它時(shí)刻U 與U 可能差得很遠(yuǎn) 即U U 電壓比較器的輸入為模擬量 輸出為數(shù)字量 0或1 可作為模擬和數(shù)字電路的接口電路 也可作為一位模 數(shù)轉(zhuǎn)換器 在實(shí)際中有著廣泛應(yīng)用 19 電壓比較器的符號(hào)及傳輸特性 20 1 高電平 UoH 和低電平 UoL 電壓比較器可以用運(yùn)放構(gòu)成 也可用專用芯片構(gòu)成 用運(yùn)放構(gòu)成的比較器 其高電平UoH可接近于正電源電壓 UCC 低電平UoL可接近于負(fù)電源電壓 UEE 在有些應(yīng) 用場(chǎng)合 對(duì)輸出加以限幅 如圖所示 其中圖7 49 a 電路的高低電平等于 UVZ UVD 圖7 49 b 電路的高低電平等于 UVZ UVD 21 2 鑒別靈敏度事實(shí)上 集成運(yùn)放和專用比較器芯片的Aud不為無(wú)窮大 ui在ur附近的一個(gè)很小范圍內(nèi)存在著一個(gè)比較器的不靈敏區(qū) 如圖7 48 b 中虛線所示的輸入電壓變化范圍 在該范圍內(nèi)輸出狀態(tài)既非UoH 也非UoL 故無(wú)法實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電平大小進(jìn)行判別 Aud越大 則這個(gè)不靈敏區(qū)就越小 工程上稱比較器的鑒別靈敏度越高 22 圖7 49輸出限幅電路 a UoH UVZ1 UVD2 UoL UVD1 UVZ2 b UoH UVD1 UVZ UVD2 UoL UVD4 UVZ UVD3 23 3 轉(zhuǎn)換速度作為比較器的另一個(gè)重要特性就是轉(zhuǎn)換速度 即比較器的輸出狀態(tài)產(chǎn)生轉(zhuǎn)換所需要的時(shí)間 通常要求轉(zhuǎn)換時(shí)間盡可能短 以便實(shí)現(xiàn)高速比較 比較器的轉(zhuǎn)換速度與器件壓擺率SR有關(guān) SR越大 輸出狀態(tài)轉(zhuǎn)換所需的時(shí)間就越短 比較器的轉(zhuǎn)換速度越高 電壓比較器一般為開(kāi)環(huán)應(yīng)用或正反饋應(yīng)用 不需要相位補(bǔ)償電容 24 二 電壓比較器的開(kāi)環(huán)應(yīng)用 簡(jiǎn)單比較器1 過(guò)零比較器在圖7 48 a 中 令參考電平ur 0 則輸入信號(hào)ur與零比較 ur 0 輸出為低 UoL 而ur 0 輸出為高 其波形如圖7 50 a 所示 這種電路可做為零電平檢測(cè)器 該電路也可用于 整形 將不規(guī)則的輸入波形整形成規(guī)則的矩形波 25 圖7 50過(guò)零比較器及脈寬調(diào)制器輸出波形 a 過(guò)零比較器整形波形 b 脈寬調(diào)制器輸出波形 26 2 脈寬調(diào)制器若參考信號(hào)ur為三角波 而輸入信號(hào)ui為緩變信號(hào) 如經(jīng)傳感器變換的溫度 壓力等信號(hào) 則隨著ui的變化 輸出矩形波的脈寬也隨之變化 所以 開(kāi)環(huán)比較器還可實(shí)現(xiàn)脈寬調(diào)制 如圖7 50 b 所示 27 三 遲滯比較器 雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器1 簡(jiǎn)單比較器應(yīng)用中存在的問(wèn)題如圖7 48 a 所示的比較器存在兩個(gè)問(wèn)題 一是輸出電壓轉(zhuǎn)換時(shí)間受運(yùn)放壓擺率SR的限制 導(dǎo)致高頻脈沖的邊緣不夠陡峭 如圖7 51 a 所示 二是抗干擾能力差 如圖 7 51 b 所示 若ui在參考電壓ur 0 附近有噪聲或干擾 則輸出波形將產(chǎn)生錯(cuò)誤的跳變 直至ui遠(yuǎn)離ur值才穩(wěn)定下來(lái) 如果對(duì)受干擾的uo波形去計(jì)數(shù) 計(jì)數(shù)值必然會(huì)多出許多 從而造成極大的誤差 28 圖7 51簡(jiǎn)單比較器輸出波形邊緣不陡峭及受干擾的情況 a 輸出波形邊緣不陡峭 b 受干擾情況 29 2 遲滯比較器電路及傳輸特性為了解決以上兩個(gè)問(wèn)題 在比較器中引入正反饋 構(gòu)成所謂 遲滯比較器 這種比較器具有很強(qiáng)的抗干擾能力 而且 由于正反饋加速了狀態(tài)轉(zhuǎn)換 從而改善了輸出波形的邊緣 1 反向輸入的遲滯比較器反向輸入的遲滯比較器電路如圖7 52 a 所示 其中R2將uo反饋到運(yùn)放的同相端與R1一起構(gòu)成正反饋 其正反饋系數(shù)F正為 30 圖7 52遲滯比較器電路及傳輸特性 a 電路 b 傳輸特性 31 圖7 52遲滯比較器電路及傳輸特性 a 電路 b 傳輸特性 32 電路中R及帶溫度補(bǔ)償?shù)姆€(wěn)壓管 VZ1 VZ2 組成輸出限幅電路 使輸出電壓的高低電平限制在 UVZ UVD 下面我們來(lái)分析該電路的傳輸特性 因?yàn)樾盘?hào)加在運(yùn)放反相端 所以u(píng)i為負(fù)時(shí) uo必為正 且等于高電平UoH UVZ1 UVD2 此時(shí) 同相端電壓 U 為參考電平Ur1 7 59 7 60 33 當(dāng)ui由負(fù)逐漸向正變化 且ui Uf Ur1時(shí) 輸出將由高電平轉(zhuǎn)換為低電平 我們稱uo從高到低所對(duì)應(yīng)的ui轉(zhuǎn)換電平為上門限電壓 記為UTH 可見(jiàn) 7 61 而后 ui再增大 uo將維持在低電平 此時(shí) 比較器的參考電壓Ur將發(fā)生變化 即 7 62 34 當(dāng)ui由正變負(fù)的比較電平將是Ur2 負(fù)值 故只有當(dāng)ui變得比Ur2更負(fù)時(shí) uo才又從低變高 所以 稱Ur2為下門限電壓 記為UTL 7 63 35 綜上所述 遲滯比較器的傳輸特性如圖7 52 b 所示 由于它像磁性材料的磁滯回線 所以稱之為遲滯比較器或滯回比較器 遲滯比較器的上 下門限之差稱之為回差 用 U表示 7 64 36 如圖7 53所示 由于使電路輸出狀態(tài)跳變的輸入電壓不發(fā)生在同一電平上 若ui上疊加有干擾信號(hào)時(shí) 只要該干擾信號(hào)的幅度不大于回差 U 則該干擾的存在就不會(huì)導(dǎo)致比較器輸出狀態(tài)的錯(cuò)誤跳變 應(yīng)該指出 回差 U的存在使比較器的鑒別靈敏度降低了 輸入電壓ui的峰峰值必須大于回差 否則 輸出電平不可能轉(zhuǎn)換 37 圖7 53遲滯比較器輸出波形 38 2 同相輸入遲滯比較器電路如圖7 54 a 所示 信號(hào)與反饋都加到運(yùn)放同相端 而反相端接地 U 0 只有當(dāng)同相端電壓U U 0時(shí) 輸出狀態(tài)才發(fā)生跳變 而同相端電壓等于正反饋電壓與ui在此端分壓的疊加 據(jù)此 可得該電路的上門限電壓和下門限電壓分別為 7 65a 7 65b 39 其傳輸特性如圖7 54 b 所示 讀者可自行分析 遲滯比較器又名施密特觸發(fā)器或雙穩(wěn)態(tài)電路 它有兩個(gè)狀態(tài) 且具有記憶功能 40 圖7 54同相輸入遲滯比較器及其傳輸特性 a 電路 b 傳輸特性 41 7 4 2弛張振蕩器弛張振蕩器即方波 三角波產(chǎn)生器 對(duì)于方波信號(hào)發(fā)生器 其狀態(tài)有時(shí)維持不變 而有時(shí)則發(fā)生突跳 為區(qū)別于正弦振蕩器 人們將這種有張有弛的信號(hào)發(fā)生器稱之為弛張振蕩器 弛張振蕩器必須是一個(gè)正反饋電路 它由兩部分組成 一部分是狀態(tài)記憶電路 另一部分是定時(shí)電路 即控制狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)間的電路 如圖7 55所示 一般用遲滯比較器作為狀態(tài)記憶電路 而用積分器作為定時(shí)電路 42 圖7 55弛張振蕩器框圖 43 一 單運(yùn)放弛張振蕩器單運(yùn)放將狀態(tài)記憶電路和定時(shí)電路集中在一起 如圖7 56 a 所示 其中帶正反饋的運(yùn)放構(gòu)成遲滯比較器 RC構(gòu)成積分器即定時(shí)電路 其波形如圖7 56 b 所示 44 圖7 56單運(yùn)放弛張振蕩器電路及波形 45 假定輸出為高電平 UoH UVZ UVD 且電容初始電壓uC 0 0 那么電容被充電 uC t 以指數(shù)規(guī)律上升 并趨向UoH 此時(shí) 運(yùn)放同相端電壓U 為 7 66 該電壓為比較器的參考電平 當(dāng)uC上升到該電平值時(shí) 即U U 則輸出狀態(tài)要發(fā)生翻轉(zhuǎn) 即由高電平跳變到低電平UoL 我們將此時(shí)的U 記為高門限電壓UTH 7 67 46 一旦Uo變?yōu)榈碗娖?電容開(kāi)始放電 后又反充電 uC以指數(shù)規(guī)律下降 并趨向UoL 但是 因?yàn)榇藭r(shí)的U 變?yōu)榱硪粋€(gè)參考電平 下門限電壓 當(dāng)uC下降到UTL時(shí) 輸出又從低電平跳變到高電平 周而復(fù)始 運(yùn)放輸出為方波 其峰峰值為 7 68 7 69 47 電容電壓uC t 為近似的三角波 其峰峰值為 7 70 因?yàn)殡娙莩潆姾头烹姇r(shí)常數(shù)均等于RC 所以T1 T2 占空比D T2 T 50 現(xiàn)在來(lái)計(jì)算振蕩頻率f0 首先計(jì)算時(shí)間T1 如圖7 56 b 所示 根據(jù)三要素法 電容電壓uC t 為 7 71 48 7 72 將式 7 71 代入式 7 70 得 49 如果要求改變占空比 只要令電容C充電和放電時(shí)常數(shù)不同即可 如圖7 57 a 所示 只要調(diào)節(jié)電位器抽頭的位置 充放電時(shí)常數(shù)就不等 7 73 50 圖7 57占空比可調(diào)的弛張振蕩器 a 電路 b 波形 51 二 雙運(yùn)放構(gòu)成的弛張振蕩器如圖7 58所示 運(yùn)放A1構(gòu)成同相輸入的遲滯比較器 A2為理想積分器 A1輸出為方波 該方波通過(guò)電阻R給電容C恒流充放電 形成三角波 反過(guò)來(lái)三角波又去控制遲滯比較器的狀態(tài)轉(zhuǎn)換 周而復(fù)始形成振蕩 其波形如圖7 59所示 52 圖7 58雙運(yùn)放方波 三角波振蕩器 53 圖7 59雙運(yùn)放方波 三角波 54 1 uo1和uo2幅度的計(jì)1 uo1的幅度由圖可見(jiàn) uo1的高電平UoH UVZ UVD 低電平UoL UVZ UVD 所以其峰峰值為 7 74 uo2為三角波 當(dāng)uo1為高電平時(shí) C充電 充電電流 為電位器RW的分壓比 uo2隨時(shí)間線性下降 再看A1 其反相端接地 當(dāng)U 過(guò)零時(shí) A1輸出狀態(tài)翻轉(zhuǎn) 而U 等于uo1和uo2的疊加 即 55 2 uo2的幅度同理 當(dāng)uo2為低電平時(shí) C反充電 充電電流 uo2隨時(shí)間線性上升 當(dāng)U 再次過(guò)零時(shí) 算出 56 7 75 57 2 頻率f0的計(jì)算我們知道 在T1時(shí)間間隔內(nèi) 電容C的電壓增量由式 UC Q C計(jì)算得 7 76 58 方波輸出 正弦波輸出 正弦波輸入 運(yùn)算放大器的基本應(yīng)用 II 信號(hào)放大 轉(zhuǎn)換制作 59